地址线是否应该采用星形布线？若采用星形布线，则 Vtt 的终端电阻可不可以放在星形的连接点处或者放在星形的一个分支的末端？
地址线是否要采用星型布线，取决于终端之间的时延要求是否满足系统的建立、保持时间，另外还要考虑到布线的难度。星型拓扑的原因是确保每个分支的时延和反射一致，所以星型连接中使用终端并联匹配，一般会在所有终端都添加匹配，只在一个分支添加匹配，不可能满足这样的要求。

如果希望尽量减少板面积，而打算像内存条那样正反贴，可以吗？
正反贴的 PCB 设计，只要你的焊接加工没问题，当然可以。

如果只是在主板上贴有四片 DDRmemory，要求时钟能达到 150Mhz，在布线方面有什么具体要求？
150Mhz 的时钟布线，要求尽量减小传输线长度，降低传输线对信号的影响。如果还不能满足要求，仿真一下，看看匹配、拓扑、阻抗控制等策略是有效。

在 PCB 板上线宽及过孔的大小与所通过的电流大小的关系是怎样的？
一般的 PCB 的铜箔厚度为 1 盎司，约 1.4mil 的话，大致 1mil 线宽允许的最大电流为 1A。过孔比较复杂，除了与过孔焊盘大小有关外，还与加工过程中电镀后孔壁沉铜厚度有关。

当一个系统中既存在有RF小信号，又有高速时钟信号时，通常我们采用数/模分开布局，通过物理隔离、滤波等方式减少电磁干扰，但是这样对于小型化、高集成以及减小结构加工成本来说当然不利，而且效果仍然不一定满意，因为不管是数字接地还是模拟接地点，最后都会接到机壳地上去，从而使得干扰通过接地耦合到前端，这是我们非常头痛的问题，想请教专家这方面的措施。 
既有RF小信号，又有高速时钟信号的情况较为复杂，干扰的原因需要做仔细的分析，并相应的尝试用不同的方法来解决。要按照具体的应用来看，可以尝试一下以下的方法。
0：存在RF小信号，高速时钟信号时，首先是要将电源的供应分开，不宜采用开关电源，可以选用线性电源。
1：选择RF小信号，高速时钟信号其中的一种信号，连接采用屏蔽电缆的方式，应该可以。
2：将数字的接地点与电源的地相连（要求电源的隔离度较好）,模拟接地点接到机壳地上。
3：尝试采用滤波的方式去除干扰。

在高速PCB设计时为了防止反射就要考虑阻抗匹配，但由于PCB的加工工艺限制了阻抗的连续性而仿真又仿不到，在原理图的设计时怎样来考虑这个问题？另外关于IBIS模型，不知在那里能提供比较准确的IBIS模型库。我们从网上下载的库大多数都不太准确，很影响仿真的参考性。 
在设计高速PCB电路时，阻抗匹配是设计的要素之一。而阻抗值跟走线方式有绝对的关系， 例如是走在表面层(microstrip)或内层(stripline/double stripline)，与参考层(电源层或地层)的距离，走线宽度，PCB材质等均会影响走线的特性阻抗值。也就是说要在布线后才能确定阻抗值。一般仿真软件会因线路模型或所使用的数学算法的限制而无法考虑到一些阻抗不连续的布线情况，这时候在原理图上只能预留一些terminators(端接)，如串联电阻等，来缓和走线阻抗不连续的效应。真正根本解决问题的方法还是布线时尽量注意避免阻抗不连续的发生。
IBIS模型的准确性直接影响到仿真的结果。基本上IBIS可看成是实际芯片I/O buffer等效电路的电气特性资料，一般可由SPICE模型转换而得 (亦可采用测量， 但限制较多)，而SPICE的资料与芯片制造有绝对的关系，所以同样一个器件不同芯片厂商提供，其SPICE的资料是不同的，进而转换后的IBIS模型内之资料也会随之而异。也就是说，如果用了A厂商的器件，只有他们有能力提供他们器件准确模型资料，因为没有其它人会比他们更清楚他们的器件是由何种工艺做出来的。如果厂商所提供的IBIS不准确， 只能不断要求该厂商改进才是根本解决之道。

当一块PCB板中有多个数/模功能块时，常规做法是要将数/模地分开，并分别在一点相连。这样，一块PCB板上的地将被分割成多块，而且如何相互连接也大成问题。但有人采用另外一种办法，即在确保数/模分开布局，且数/模信号走线相互不交叉的情况下，整个PCB板地不做分割，数/模地都连到这个地平面上，这样做有何道理，请专家指教。 
将数/模地分开的原因是因为数字电路在高低电位切换时会在电源和地产生噪声，噪声的大小跟信号的速度及电流大小有关。如果地平面上不分割且由数字区域电路所产生的噪声较大而模拟区域的电路又非常接近，则即使数模信号不交叉， 模拟的信号依然会被地噪声干扰。也就是说数模地不分割的方式只能在模拟电路区域距产生大噪声的数字电路区域较远时使用。另外，数模信号走线不能交叉的要求是因为速度稍快的数字信号其返回电流路径(return current path)会尽量沿着走线的下方附近的地流回数字信号的源头，若数模信号走线交叉，则返回电流所产生的噪声便会出现在模拟电路区域内。

请问，模拟电源处的滤波经常是用LC电路。但是，我发现有时LC比RC滤波效果差，请问这是为什么，滤波时选用电感，电容值的方法是什么？ 
LC与RC滤波效果的比较必须考虑所要滤掉的频带与电感值的选择是否恰当。 因为电感的感抗(reactance)大小与电感值和频率有关。如果电源的噪声频率较低，而电感值又不够大，这时滤波效果可能不如RC。但是，使用RC滤波要付出的代价是电阻本身会耗能，效率较差，且要注意所选电阻能承受的功率。
电感值的选用除了考虑所想滤掉的噪声频率外，还要考虑瞬时电流的反应能力。如果LC的输出端会有机会需要瞬间输出大电流，则电感值太大会阻碍此大电流流经此电感的速度，增加纹波噪声(ripple noise)。
电容值则和所能容忍的纹波噪声规范值的大小有关。纹波噪声值要求越小，电容值会较大。而电容的ESR/ESL也会有影响。
另外，如果这LC是放在开关式电源(switching regulation power)的输出端时，还要注意此LC所产生的极点零点(pole/zero)对负反馈控制(negative feedback control)回路稳定度的影响。 

在电路板尺寸固定的情况下，如果设计中需要容纳更多的功能，就往往需要提高PCB的走线密度，但是这样有可能导致走线的相互干扰增强，同时走线过细也使阻抗无法降低，请专家介绍在高速（>100MHz)高密度PCB设计中的技巧？
在设计高速高密度PCB时，串扰(crosstalk interference)确实是要特别注意的，因为它对时序(timing)与信号完整性(signal integrity)有很大的影响。以下提供几个注意的地方：
1.控制走线特性阻抗的连续与匹配。
2.走线间距的大小。一般常看到的间距为两倍线宽。可以透过仿真来知道走线间距对时序及信号完整性的影响，找出可容忍的最小间距。不同芯片信号的结果可能不同。
3.选择适当的端接方式。
4.避免上下相邻两层的走线方向相同，甚至有走线正好上下重迭在一起，因为这种串扰比同层相邻走线的情形还大。
5.利用盲埋孔(blind/buried via)来增加走线面积。但是PCB板的制作成本会增加。
在实际执行时确实很难达到完全平行与等长，不过还是要尽量做到。除此以外，可以预留差分端接和共模端接，以缓和对时序与信号完整性的影响。

请问板子设计好，生产出来，DEBUG应从那几个方面着手？ 
就数字电路而言，首先先依序确定三件事情：
1.确认所有电源值的大小均达到设计所需。有些多重电源的系统可能会要求某些电源之间起来的顺序与快慢有某种规范。
2.确认所有时钟信号频率都工作正常且信号边缘上没有非单调(non-monotonic)的问题。
3.确认reset信号是否达到规范要求。
这些都正常的话，芯片应该要发出第一个周期(cycle)的信号。接下来依照系统运作原理与bus protocol来debug。

请问适当选择PCB与外壳接地的点的原则是什么？另外，一般PCB LAYOUT工程师总是根据DESIGN GUIDE/LAYOUT GUIDELINE做，我想了解一般制定GUIDE的是硬件/系统工程师，还是资深PCB工程师？谁应该对板级系统的性能负主要责任。谢谢！ 
与外壳接地点选择的原则是利用chassis ground提供低阻抗的路径给回流电流(returning current)及控制此回流电流的路径。例如，通常在高频器件或时钟产生器附近可以借固定用的螺丝将PCB的地层与chassis ground做连接，以尽量缩小整个电流回路面积，也就减少电磁辐射。
谁应该负责制定guideline可能每个公司有不同的情况而有不同安排。Guideline的制定必须对整个系统、芯片、电路动作原理有充分的了解，才能制定出符合电气规范且可实现的guideline。所以，以我个人的观点，硬件系统工程师似乎较适合这个角色。当然，资深PCB工程师可以提供在实际实现时的经验，使得这guideline可以实现的更好。

我觉得信号线特性阻抗的微带线和带状线模型都是要参考地平面的，现在我想问一下，如果信号线下面的铜皮都被掏空，没有参考的地平面，该如何计算顶层的信号线的特性阻抗？另外，我看一些资料写在消除信号线上噪声方面，电源平面也可以和地平面起相同的作用，是吗？ 
没有参考平面时电场与磁场的互动关系与有参考平面时不同，而这互动关系会影响到特性阻抗的值。现在绝大部分特性阻抗的计算公式都是假设有参考平面的， 我还没看到这种无参考平面的特性阻抗公式。但是，可以用TDR (Time Domain Reflectometer)对实际的板子做量测来得到无参考平面的特性阻抗。
信号线上的噪声产生的原因是别的线上的信号所产生的电场和磁场的能量经由mutual inductance及mutual capacitance而传到被感染的信号线上。电源平面和地平面基本上都是金属平面，所以对电场磁场都有屏蔽效应(shielding effect)。

转自：互联网